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摘 要：TD-SCDMA系统上行链路数据在基站通过天线接收后，接下来要进行信道估计和联合检测。如何高效得到准确的每个用户的信道冲激响应是后续基带算法实现的关键，如果信道估计算法太复杂和不够准确都将对后面的算法实现产生不利的影响，本文研究了低代价的Steiner估计器，他是一种简单且高效的信道估计算法，通过利用特定方法构造的用户midamble码，Steiner估计器能同时估计出同一时隙内所有用户的信道冲激响应，本文对其在TD-SCDMA系统中的应用进行了算法仿真和性能分析。
关键词：TD-SCDMA；信道估计；FFT；仿真
1引言
TD-SCDMA系统是TDMA，FDMA和CDMA多种传输模式的灵活结合，是由中国无线通信标准化组织（CWTS）提出并得到ITU通过的3G无线通信标准［1］。TD-SCDMA系统的技术优势主要体现在多种新技术如智能天线、软件无线电、联合检测的应用上［2］。TD-SCDMA系统上行链路数据在基站通过天线接收后，进行信道估计和联合检测。信号经无线信道传输后会发生信号幅度衰落和相位畸变。通过联合检测准确分离出不同用户数据的前提是必须实现对信道上述变化的准确估计。然而，信道估计实现过程中要面临高代价的矩阵乘法操作，这会带来计算复杂性的提高和时延增加，所以有必要研究低代价的信道估计方法来降低计算复杂性和减少时延，从而提高系统整体性能。Steiner估计器就是一种低代价的信道估计方法，他通过一个基本midamble码按一定规律构造出每个用户的midamb le码，从而使得在接收端的midambl码信道矩阵具有循环相关性，从而得到信道估计的快速算法［3］。本文研究了这种估计方法，并分析了在TD-SCDMA不同情况下的应用性能。
2系统模型
本文考虑TD-SCDMA系统上行链路，每个用户经不同的无线信道到达基站接收端，数据以突发形式传送。
TD-SCDMA系统的帧结构如图1所示，其中B，Tfr,Nfr,Tbu,K分别表示一个频率时隙带、一个TD-SCDMA帧的持续时间、在一帧内所 含的突发数、一个突发的持续时间，在同一频率和时隙内的扩频码数（用户数）。可以看出，一个突发内包含2个数据段，一个midamble码和一个保护间隔，而midamble码的作用就是做信道估计。本文中，符号( )*表示复数共轭，( )T表示转置，复数符号用下划线表示。所有计算是在等效低通情况下完成的，第k个用户的信道响应由下面的离散时间 脉冲冲击响应表征：
并在一个突发内假定他是时不变的，W是用户信道响应窗长。第k个用户的midam ble码由式(2)表示,其中L是用来做信道估计的惟一由midamble码确定的接收矢量长度：
在TD-SCDMA中，midamble码不经扩频，而是直接插入数据块中间经脉冲成形后由RF发送至 接收端，所以第k个用户的midamble码通过信道后的接收矢量方程式（等效低通）如下：
当给定信道响应长度W后，因为midamble码在两个数据段中间，这会导致接收端的midam ble码的前W-1位符号受到数据符号的干扰，后W-1位符号影响第二个接收数据段，所以惟一由midamble码决定的是W~W+L-1位，与此对应的接收矢量e(k)满足：
3Steiner估计器
与式(4)相比，此时信道估计的计算复杂性明显降低，这对于采用智能天线和联合检测新技 术的TD-SCDMA系统而言有非常重要的意义，只有快速而准确的信道估计才能使得其他高复杂性的技术得以应用。但是
矩阵求逆复杂性仍然太高，构造具有特定结构的G矩阵使得求解变得
更加简便是Steiner估计器的一大特色，他通过一个基本mida mble码
循环移位产生同一时隙内所有用户的midamble码，从而得到循环矩阵
。这样，利用循环矩阵的性质，可以通过FFT来简化计算。TD-SCDMA中midamble码的构造方法参见文献［2］，其中p取128。按上述方法得到所有用 户的midamble码后，若所有用户信道响应窗长之和等于p，则可以得到矩阵
，他的元素满足：
按上述方法构造的矩阵
具有循环性，且是可逆的，利用循环矩阵的特性可解得：
冲激响应即可。另外，通过式（5）可以发现，Steiner 估计器会扩大噪声功率。当基本midamble码归一化后，文献［3］给出了此时的信噪比衰减因子：
4在TD-SCDMA中的应用
TD-SCDMA中一个突发由两个长度分别为352 chip的数据块，一个长度为144 chip的m idamble码和一个长为16 chip的保护间隔构成（1 chip=781 ns）。当信道冲激响应的窗长为16时，接收midamble码的第17~144位共128 b惟一由midamble码确定，他们不受数据块的影响。
可采用以下2种方法实现TD-SCDMA系统的快速信道估计。第一种为实际信道估计。此时输入的是经过实际无线信道的midamble接收数据，输出没做任何处理，计算式如式（6）。第二种方法是实际后处理信道估计，他首先按方法一算出实际信道估计值，然后根据测量的干扰功率，对信道估计结果设置一定的门限，只保留高于门限的估计结果，其他taps置零，具体处理方法如下［4］：
其中：ε=r·σ2，r表示信噪比门限，σ2表示信道中的噪声功率。通常r由试验确定，而σ2由实际信道估计值计算得到，求噪声功率又分为满窗噪声功率计算和非满窗噪声功率计算，具体噪声功率计算方法如下：
有空闲窗时（用户信道冲激响应窗长之和不足p）：
为信噪比衰减因子。为防止用户信道冲激响应全为零，在按上述方法得到处理的信道估计后，要分别对每个用户的信道冲激响应进行搜索，若全为零，则保留该用户实际信道估计响应中的最大值。
为便于性能比较，在仿真中常在理想情况下计算出信道估计，再与实际信道估计比较。理想情况下的信道估计实现方法一是理想信道估计，就是直接对没加噪声的由所有用户的mida mble码叠加得到的接收midamble码矢量进行信道估计，由于他利用的是不受干扰影响的mida mble码接收数据，他对信道有最准确的估计。方法二是理想时延降噪信道估计，此时输入是实际的midamble接收数据，然后根据采用的信道模型的时延分布，只保留输出中对应时延的信号。上述2种方法是不可能在实际情况下实现的，但对于算法性能分析有较大价值。
TD-SCDMA中信道估计实现框图如图2所示。
5仿真结果及结论
本文研究了TD-SCDMA系统中的信道估计实现方法，由理论分析可知，Steiner估计器能快速准确地实现同一时隙内所有用户的信道冲激响应估计，为后续的联合检测等基带算法的实现打下了良好的基础。在仿真时给定的仿真条件如下：
（1）TD-SCDMA上行链路，单天线；
（2）标量信道，Suzuki模型；
（3）移动台速度120 km/h，每用户多径数为4，延迟分别为：0 chip，1 chip，2 chips，4 chips,衰减依次为0 dB，-1.5 dB,-3 dB,-4.5 dB；
（4）扩频因子16，信道响应窗长16；
（5）发送滤波器和接收滤波器采用升余弦数字滤波器，滚降系数为0.22。图3~6给出某 一个突发内利用Steiner估计器估计得到的8用户信道估计值，此时的信噪比为10 dB，可以看出Steiner估计器能较好的估计出用户的信道冲激响应，但是估计精度会受到加性噪声的影响，在采用门限后处理技术后，信道估计值能达到比较理想的效果。图7给出了实际信道估计、实际后处理信道估计与理想信道估计的归一化均方误差的比较，每个信噪比对应值由1 000次仿真统计平均得到，计算式如下：
其中，
表示实际或实际后处理信道冲激响应。可以看出，采用后处理技术后，在低信噪比下能获得与理想值更接近的信道估计，但是当RSN为6~10 dB时，实际信道估计结果要略好于实际后处理信道估计，这是由于选取的r值偏大，在高信噪比时把应该保留的实际信道估计值置零所造成的，所以要合理选取r值，通过大量实验验证，在本文所述仿真环境下得出r取0.25~ 0.35为宜（仿真中对多用户数据进行了归一化处理），同时也可以采用r值随初测信噪比的不同做相应变化的改进方案。
如图8所示联合检测采用基于FFT的迫零-块线性均衡（ZF-BL E）算法［5］下不同信道估计对系统误码率的影响结果，仿真每个点使用1 000个突发，每10个突发改变一次多普勒相移，处于激活态的用户数为7。可以看出，结合信道估计后处理技术的联合检测算法在误比特率为10-2时比使用实际信道估计时的联合检测算法有2 dB的性能改善。
参考文献
［1］李小文，李贵勇，陈贤亮.TD-SCDMA第三代移动通信系统、信令及实现［M］.北京：人民邮电出版社，2003.
［2］李世鹤.TD-SCDMA第三代移动通信系统标准［M］.北京：人民邮电出版社，2003
［3］ Steiner B，Baier WLow Cost Channel Estimation in the Uplink Rece iver of CDMA Mobile Radio Systems［J］.Frequenz,1993，47：11-12.
［4］康绍莉，裘正定，李世鹤.TD-SCDMA中的低代价信道估计方法的改进［J］.通信学报，2002.
［5］Vollmer M，Haardt M，Gotze JComparative Study of Joint-detection techniques for TD-CDMA Based Mobile Radio Systems［J］. IEEE Journal on Select ed Aress in Comm 2001.
