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摘要：随着通信技术的发展，机载设备的通信频带越来越宽，而体积却越来越小，同时要求有较高的可靠性。功放作为其中体积最大、耗电最多、发热最厉害的模块，实现小型化和高可靠对整个机载设备至关重要。本文从宽带技术、高可靠技术和宽带电路稳定性设计三方面论述了在宽频带要求下如何实现功放的小型化和高可靠。
关键词：航空通信；功率放大器；宽带电路；小型化
目前，随着机载通信技术的发展，特别是软件无线电概念的提出，要求机载设备信道的频带越来越宽，而体积却越来越小，同时要求有高的可靠性。功率放大器（简称功放）作为体积最大、消耗电流最大、发热最厉害的模块，其性能对发射指标影响很大，因此，研究宽带、小型化、高可靠的功放的实现方法非常重要。
要达到上述目的，首先需要尽量扩展电路的带宽，一段功放电路的体积自然比频率分段设计的功放电路的体积小；其次是采用高可靠器件，合理调整匹配电路的参数，降低功放管的损耗电流，合理设计散热器的结构，以提高功放的可靠性；最后是采用宽带电路的稳定性措施，使得功放电路在宽频带范围内能稳定工作。
一、宽带技术
拓展功放带宽首先需要选择宽频带功放管，其次采用宽带匹配技术。
对于机载通信频段，其最高频率为500 MHz，因此，在功放电路设计中一般情况下采用集中参数方式来设计电路。当然在设计器件布局形式时应考虑分布参数的影响。对于集中参数电路而言，宽带匹配电路的形式目前有2种：一种为滤波器形式，另一种为传输线变压器形式。
滤波器形式匹配电路的原理是利用滤波器的阻抗变换的功能来进行阻抗变换。滤波器类型一般情况下为低通滤波器，其函数形式为切比雪夫或巴特沃斯，要求匹配电路能够抑制高次谐波并且保证带内平坦度。匹配电路的极点越多（器件个数越多）则匹配带宽越宽，带内波动也越小。其电路原理比较复杂，这里就不叙述了。
众所周知，普通变压器具有阻抗变换和传输功率的功能。实际应用中由于变压器的磁传输介质在大功率、高频交变磁场的转换频率较高时存在饱和效应，在传输高频、大功率信号时损耗较大，因此普通变压器的工作频率带宽较窄。
而传输线变压器具有变压器和传输线的功能，当传输信号频率较低时，利用变压器的功能进行功率传输；当传输信号频率较高时，利用传输线的功能进行功率传输，因此传输线变压器具有宽带匹配的特性。但传输线变压器的匹配带宽也有一定的限制，一般情况下传输线长度小于传输信号最高频率波长的1/8，每一级绕组在最低工作频率时的感抗大于3倍传输线特性阻抗。
二、高可靠性技术
要保证功放电路的可靠性，首先需选用高可靠、大功率的功放管，功放管需有足够的减额余度（功率容量）；其次是尽量提高匹配电路的匹配性能，降低驻波特别是末级功放管匹配电路的驻波，减少功放管自身的消耗功率；再次是采用SMT器件，在体积允许的情况下尽量选用高功率容量的器件；最后是合理设计散热器的结构形式，降低散热器的热阻和提高散热器的热容量。
受到目前器件水平的限制，功放管的功率容量不可能无限制地提升。在器件功率容量一定的情况下，要提高大功率功放电路的可靠性，降低匹配电路的驻波和合理设计散热器就显得非常重要。
三、宽带电路的稳定性设计
任意线性二端口网络绝对稳定的充要条件是满足下列公式的3条准则。如果在一频率不能完全满足上述条件则晶体管是潜在不稳定的，对某些源或负载反射系数其端口反射系数将大于1。
由于功放是大信号工作电路，每一级功放管特别是末级功放管不可能都工作在甲类工作状态，因此随着信号电平的变化功放管的S参数变化范围较大。所以当功放的工作频率范围较宽时，匹配电路不可能保证在整个频带内功放电路都能绝对稳定地工作，即满足上述公式的3个条件。为了使电路能稳定工作，需要加上稳定化措施。
晶体管的稳定化措施就是通过电阻加载晶体管的输入、输出端或使用输入、输出端反馈使稳定系数K在任意频率大于1，保证电路的稳定性。对MOSFET功率晶体管的稳定化措施通常有：栅极电阻加载、漏极电阻加载和漏－栅反馈。
下面以功放管MRF160为例对几种稳定化方法进行比较。图1是MRF160 稳定化之前的稳定系数K及增益频率曲线。由于生产厂家只提供了30～1 000 MHz范围内的S参数数据，因此仿真结果也限定在此频率范围。
由图1可见，MRF160的稳定系数在大约750MHz以上时大于1，在750 MHz以下都小于1。因此在750 MHz以下该晶体管是潜在不稳定的。
图2、图3分别是MRF160在30～1 000 MHz范围内的输入/输出稳定圆图。由图可见，其不稳定区占据了输入阻抗圆图上半平面大部分区域和输出阻抗圆图上半平面，因此如果不采取稳定化措施，多数感性源与负载阻抗会引起自激。
这里只比较栅极串联电阻、栅极并联电阻与漏-栅反馈的效果，漏极电阻加载因过多消耗输出功率而通常不为功率放大器采用。图4、图6、图8分别为3种稳定化方法的原理图，其中R1为稳定化电阻。比较方法是：在30～1 000 MHz范围内改变R1的值直到在30～1 000 MHz频段内稳定系数大于1，同时仿真计算其功率增益｜S21｜2，结果由图5、图7、图9给出。
图5为栅极并联电阻取得的稳定系数与增益。可见要实现30～1 000 MHz绝对稳定，带内低端（200 MHz）增益已降至2.5 dB左右，该方法增益降低太多故不实用。另外，由图5可见该方法的特点是低频稳定性改善显著，带内稳定性改善效果不好。
图6为栅极串联电阻取得的稳定化，图7是获得的稳定系数与增益。由图2知要实现30～1 000 MHz绝对稳定，带内低端增益已降至8 dB左右，而且由稳定系数曲线可预见30 MHz以下稳定性不好，故该方法也不理想。同时由图7可见该方法的特点是高频稳定性改善显著，低频稳定性改善效果不好。
图8、图9为漏、栅反馈及其仿真结果，表明漏、栅反馈能使MRF160宽带绝对稳定且稳定增益高（带内低端增益大于16 dB），其代价是反馈电阻要消耗一部分输出功率。
结果表明：MRF160晶体管的稳定化以漏、栅反馈易取得宽带稳定性，缺点是反馈电阻要消耗一部分输出功率；另一方面，单纯并联或串联栅极电阻难以获得宽带稳定性，并联栅极电阻主要对低端稳定性效果显著而串联栅极电阻主要对高端稳定性效果显著，因此如果不希望损失输出功率则结合应用并联与串联栅极电阻稳定化有望获得好的总体效果。
四、结论
本文对宽带、高可靠、小型化功放电路的实现方法进行了简要论述。由于功放电路的特点是工作电流大、器件参数变化范围大，因此在确定宽带功放电路的参数时，调试工作量较大，需要设计师对具体情况进行具体分析。
参考文献
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作者：易建东 来源：电讯技术
