0 引言
在现代电子战环境中，信号一般都具有密集化、复杂化的特点，而且占用的频谱越来越宽，从而对宽带数字信道化接收机准确接收信号提出了更高的要求。一般的多相滤波器在监视整个频段时，由于相邻信道间往往会存在盲区，有可能丢失信号。而改进后的无盲区多相滤波器的信道数与抽取倍数不再相等。一般的旋转开关方法实现延迟和抽取只适用于信道数与抽取倍数相等的情况，而无法适应改进后的算法。但是，信道数和抽取因子之间往往存在倍数关系。本文正是利用这一关系解决了延迟与抽取的问题，并完成了整个复多相滤波器的FPGA设计。
1 复信号多相滤波器无盲区算法分析
复信号多相滤波器的作用是用D个信道将-fs／2～fs／2频段均匀划分，然后用输入信号S(n)以复本振信号，再将特定频段的信号搬移到基带，并通过低通滤波器得到位于该信道的信号，然后进行抽取，以降低数据速率。无盲区的信道划分如图1所示。由于其相邻信道有50％的重叠，因此，相邻信道间不存在盲区，故能对信号进行全概率捕获。
为了防止频谱混叠，其抽取倍数应为D／2。这样，多相滤波器的第k路输出推导如下(D’=D／2时)：
由式(2)可知，该算法是对多相滤波器的输入数据进行D／2倍的抽取，各多相分量是由原低通滤波器的系数先进行D抽取再做两倍内插得到的。根据式(2)可以得到如图2所示的数学模型和FPGA设计。
2 FPGA设计
2.1延迟和抽取
以下选用具体的例子来阐述复多相滤波器的FPGA设计方法。对于8信道的多相滤波器，其抽取因子为4的情况，经过延迟单元进入各抽取器的顺序如表1所列。
观察表1可知，进入每个子信道的数据都是4倍抽取。而且4信道比8信道延迟一个数据，3信道比7信道延迟一个数据，依此类推。这样，就可以将信道分为两部分，即1、2、3、4信道是一部分，5、6、7、8信道是另一部分。
由于每个子信道的滤波系数为12个，即每个抽取器必须同时输出12个数据与一个子信道的12个滤波系数进行乘加运算。采用可定制模块shift_tap，能够满足这样的延迟和抽取要求，它的输出即为抽取器的输出。若将shift_tap中的抽取因子设为4，一次同时输出13个数据，那么，第一次输出的13个数据为x(0)、x(4)、x(8)、……、x(56)，这样可将1-12送入8信道，2-13送入4信道进行乘加运算；而第二次输出的13个数据为x(1)、x(5)、x(9)……、x(57)，其中1-12送入7信道，2-13送人3信道，依此类推……这样，每个时钟节拍将得到两个信道的延迟和抽取输出，因而需要4次这样的操作才能完成一次所有信道的延迟和抽取。然后再重复执行以上操作。
